Vítejte na stránce OK2ZL

    


Poslední změny1.11.2018 Nová verze 1.1 -  programu pro výpočet příčkového filtru FA98.

Před lety jsem napsal program, který provádí výpočet příčkového krystalového filtru dle časopisu FUNKAMATEUR 98 a nazval jsem ho FA98. 
Změnu jsem se donutil provést po špatné praktické zkušenosti, když jsem přeházel vstupní hodnoty při výpočtu, chybu jsem pak hledal ve vyrobeném filtru a čučel jsem jako puk, že je filtr zcela někde jinde.

Změna se netýká výpočtu filtru = výpočet zůstává nezměněn!
Změna se týká pouze kontroly zadaných vstupních hodnot před výpočtem.
Popis změny je názorně zobrazen na přiloženém obrázku.



SSB filtr vyrobený dle programu FA98 pro rozpracovaný QRP transceiver.
SSB filtr


11.02.2017 

Rozpracovaný QRP transceiver RX K2 + VFO K3

Podívejte se na VIDEO : Rozpracovaný QRP transceiver
Přikádám zdrojové kódy, které ovládají obvody VFO = ADF4001, AD9834 a  TPIC6C595:  Zdroje k VFO

VFO K3 je pokračovaní prací, které jsem již popisoval níže dne 09.2.2015. VFO K3 je vyrobeno dle schématu transceiveru Elecraft K3. Operační zesilovač za PLL jsem z finančních důvodů nahradil za levnější typ. RX jsem zhotovil dle schéma transceiveru  K2. Řízení transceiveru ( display atd. )  je moje vlastní  tvorba.

VFO jsem před dvěma roky udělal, odzkoušel a uložil do police. Po připojení VFO do RXu mne potkalo velice nepříjemné překvapení. VFO K3 se přelaďuje kmitočet PLL ADF4001, který chodí po pásmu krokem 2 kHz ( vyšší pásma mají krok vyšší až 4 kHz ). Jemné ladění zajišťuje referenční oscilátor PLL, kterým je DDS AD9834. DDS přelaďuje VFO nastaveným krokem 5 Hz.
Neočekávaný problém mi nastal v tom, že  při jemném ladění VFO,  PLL mi vypadl ze závěsu. Výpadek PLL způsobilo přeladění DDS. Rychlé opakované  přeladění DDS způsobilo doslova odtržení PLL od nastavovaného kmitočtu. Každá změna frekvence DDS vyvolávala navíc lupání v reproduktocu RXu. VFO se stalo  nepoužitelné a zralé na vyhození do popelnice.
Po víc jak měsíčním bádání se ukázalo, že se jedná o softwarovou chybu, která vznikla chybným postupem při přelaďování DDS. DDS AD9834.je skvělý obvod, který obsahuje dva registry, do kterých lze poslat řídící slovo (= nastavit frekvenci ). Pouze jeden ze dvou registrů je aktivní. Pro správnou funkci VFO stačí registry střídat. Řídící slovo se pošle do neaktivního registru, který zatím nemá vliv na výstupní frekvenci. Přepnutím bytu PSEL se registr stane aktivní. Frekvence DDS se změní skokově a PLL zůstane v závěsu. Chyba tedy byla v tom, že jsem nevyužil oba registry a řídí slovo jsem posílal pouze do jednoho registru. DDS zřejmně na krátky čas vynechala a PLL vypadl ze závěsu.


07.5.2015
QRP automatický anténní tuner Nudíte se, máte deprese, postavte si malý automatický tuner, je to zábavnější než luštit Sudoku.

Video - ukázka ladění tuneru
Schéma tuneru
Schéma KeyBoard - ovládání tuneru

Tuner obr. 1Tuner obr. 2

Tuner obr. 3Ladění


Schémat ke stavbě je spousta, ale slušný ladicí algoritmus neseženete lehko. Já jsem si vybral pro stavbu schéma KAT2 firmy Elecraft.
Schéma není složité, je zde 17 relé ovládaných procesorem. Na webu jsem našel algoritmus ladění v bakalářské práci Petra Fresera -
Automatický anténní tuner s inteligentním algoritmem ladění. Vše šlo docela dobře do doby, kdy jsem naprogramoval inteligentní ladící algoritmus. Začalo mi připadat, že algoritmus je inteligentní pouze podle názvu a po nějaké době jsem ho opustil a šel vlastní cestou. Jaký ladící algoritmus používají komerčně prodávané anténní tunery se asi nedozvím.

Moje analýza ladění automatického anténního tuneru

17 relé v tuneru dává celkem 131 072 kombinací.
Při  ladění tuneru je třeba znát kmitočet, který jsem nahradil volbou pásma. Do širokých pásem jsem zařadil možnost přepínání po100 kHz. Tuner měl správně být vybaven čítačem, ale já jsem s čítačem v návrhu nepočítal. Další možnost se nabízí, poslat do tuneru kmitočet z TRX. Toto řešení má nevýhodu, tuner je připoután k určitému zařízení.

Připravil jsem příklad ladění tuneru na kmitočtu 7 MHz.
Před startem laděním se měří PSV měřené antény. Měří se při odpojených cívkách i kondenzátorech tuneru. Příklad: Naměříme PSV  = 3. Na kružnici ve Smithově diagramu PSV=3 leží  bod, který je impedance měřené antény. Pokud se tento bod podaří najít, pak lze vypočítat hodnoty LC. Tuner nastaví LC a přizpůsobení je hotové.

Obrázek vlevo ukazuje  přizpůsobení antény v programu Smith V3.1.  Jeden libovolně zvolený bod impedance leží na kružnici PSV = 3.
Obrázek vpravo ukazuje totéž, ale již v mém vlastním programu ATunerLC, který si můžete stáhnout zde ATunerLC.
Program jsem napsal pro ověření ladícího algoritmu. Algoritmus se ve finále přenese do procesoru PIC18F4620, který ovládá automatický tuner.
Správnost výpočtu v programu ATunerLC lze snadno ověřit v programu Smith V3.1.

Smithuv diagram 1Smithuv diagram 2

Zapojení automatického tuneru je znázorněno zde LC
Tuner má sériovou cívku + paralelní kondenzátor. Paralelní kondenzátor lze přepínat za pomoci relé ke zdroji  nebo k zátěži.

Kružnici PSV jsem rozdělil po 10 stupních a tím vzniklo 36 bodů ( = modré body jsou vidět na dalším obrázku ) + dalších  2 x 20 modrých bodů, které jsou v kroku 1 stupeň. Následující obrázek ukazuje modré body na kružnici PSV = 3.
Pro každý modrý bod je vypočten červený bod, který slouží pro výpočet LC.
Pro každý modrý bod je vypočtena hodnota LC .
Tuner nastavuje postupně vypočtené hodnoty LC a změří výsledné PSV.
Výsledek je LC, které má nejnižší PSV.

Výsledky vypočtených hodnot LC v programu ATunerLC jsou předány do okna Data.

AtTuner 3


Výsledky LC ATunerLC  jsem přenesl do grafu, který znázorňuje průběh hodnot LC v závislosti na úhlu  od -180 do +180 stupňů. Graf zobrazuje hodnoty L a C na logaritmické stupnici. LC hodnoty odpovídají PSV=3 a kmitočtu 7MHz. Zajímavé je všimnout si poklesu L a C,  oba poklesy jsou posunuty o 180 stupňů a hodnoty L nebo C se při poklesu blíží nule. V tomto místě malá změna úhlu vyvolá velkou změnu L nebo C, proto jsem měření doplnil o dalších  2 x 20 modrých bodů po kroku 1 stupeň, které lze vidět na předcházejícím obrázku ( zhuštěné modré body ).
Modrá čára LC v grafu zobrazuje polohu paralelního kondenzátoru, který polohu mění pomocí relé = kondenzátor je u zátěže (u antény) nebo u zdroje (u TRX ). Měření PSV je zatíženo chybou. Tuner vybere LC s nejnižším PSV a dál se pokusí malou změnou L nebo malou změnou C chybu měření vykompenzovat.

PSV 3


09.2.2015

Transceiver QRP3 - PLL VFO - další hrání - qrp je ve vývoji

Zahájil jsem práce na dalším transceiveru, je třetí v pořadí, proto jsem ho pojmenoval QRP3..
Zavěšení PLL - video.

PPL je zhotoveno dle vzoru VFO K3, přikládám fotografie.
PLL  ADF4001, referenci dělá DDS.
PLL VFO pro QRP3,
PLL VFO pro QRP3,
PLL VFO pro QRP3 schéma.

Můj 4 x GU50 - foto

Fotky nejsou nové, vyráběl jsem lineár již asi před 10 lety, tehdy jsem měl značku OK2ZLA.

4 x gu 50,
4 x gu 50,
4 x gu 50,
4 x gu 50,
4 x gu 50,
4 x gu 50,
4 x gu 50,
4 x gu 50



21.6.2014

Transceiver MALTA  ZL40CW ( PLL VFO )

Původní klasické VFO nevyhovělo ( viz. níže:  Konstrukce VFO  ).
Provoz TRX se ukázal, že jsem klasické VFO podcenil a teplotně nezvládl.
VFO mělo být umístěné v oddělené části, která je daleko od koncových tranzistorů IRF510.
V první fázi teplota z koncových tranzistorů ohřála vzduch v krabičce a ve druhé se postupně prohřívala deska TRX.
VFO ujíždělo nerovnoměrně. Kompenzoval jsem kondenzátory hmoty N750, ale nerovnoměrný ohřev se mi nepodařilo zvládnout.
QRP bylo nepoužitelné pro vysílání na plný výkon, proto jsem se rozhodl pro stavbu jiného VFO s PLL závěsem.

PLL VFO  ADF4001

Schéma PLL VFO

PLL závěs ADF4001 je stále dostupný v prodeji.
ADF4001 je omezen  dolním kmitočtem od 5 MHz při napájení 3V. Citlivost obvodu pod 10 MHz klesá. Při kmitočtu nad 10 MHz a současně při napájení 3.3 V obvod zavěšuje velmi dobře. Kmitočet výstupního oscilátoru VFO jsem zvolil  11.433 MHz, což  je součet přijímaného kmitočtu 7 MHz + mezifrekvence 4.433 MHz. Kmitočet referenčního oscilátoru je 10 MHz. Referenční oscilátor je přelaďován ladícím kondenzátorem 10 až 40 pF v rozsahu 8 kHz. Dělička R ADF4001 je nastavena na hodnotu 1250,  dělí 10 MHz / 1250 = krok 8 kHz.ADF4001 je ovládám procesorem PIC16F84A, který mění krok jedním tlačítkem. Tlačítko přepíná  děličku N ADF4001 směrem nahoru. Šest rozsahů = 6 přepnutí děličky N dosahuje přeladění VFO  ( 6 x 8 kHz ) = 48 kHz. Procesor PIC16F84A po zapnutí  proudu počká asi 2s, nastaví děličky ADF4001 a  usne do režimu SLEEP. Přerušení procesoru přichází z tlačítka připojeného na port RB0. Procesor se probudí z režimu SLEEP a nastaví změnu děličky N a vrací se zpět do režimu SLEEP.
Napájení  VFO = 8 V / odběr VFO je asi 70 mA., celkový odběr RX transceiveru je 125 mA. Výstupní výkon VFO je asi 10 dBm. Stabilita kmitočtu je dobrá, po zapnutí se kmitočet posune asi o 20 Hz.

Deska PLL


Ze strany spojů


PLL v QRP

  * * *

8.5.2014 Záznam  Rx MALTA 40 ZL
Záznam byl pořízen záznamníkem , který se snaží automaticky zesilovat mikrofon.
Kolísání citlivosti nedělá AVC Rx, ale záznamník.   Záznam Rx

7.5.2014  Úprava schema MALTA 40 ZL.

 30.4.2014  

Transceiver MALTA 40 ZL

Malta 40 ZLMalta 40 ZL


QRP MALTA  je můj druhý projekt QRP.
První bylo QRP dle vzoru K1 s  VFO DDS AD9851. Toto QRP má nyní 5 amatérských pásem viz 1. fotografie na této stránce, QRP je vpravo dole.
Odběr Rx je 350 mA. Tx má výkon 6 W v pásmu 80 m, v pásmu 10 m už jen 1W.

Rozhodl jsem se udělat klasické QRP a vybral jsem si  transceiver MALTA  40, viz.  http://www.karinya.net/g3txq/malta40/.
Původní projekt MALTA 40 jsem z větší části upravil a můj TRX jsem nazval MALTA 40 ZL.

Změny z původního QRP MALTA 40

  1. Mezifrekvence  4.433 MHz, protože mám doma zásobu těchto krystalů. 
  2. VFO pracuje na kmitočtu asi 2.6 MHz. s rozladěním asi 20 kHz ( malé příjemné ladění na 1/2 otáčky). 
  3. Doplněna pásmová propust 7 MHz, kterou využívá Rx i Tx.
  4. Pozměněno zapojení  MC1350,  za obvod MC1350  byl doplněn dvoukrystalový filtr.
  5. PA pracuje v zapojení  push pull tranzistorů  IRF510. 
  6. Doplněna regulace výstupního výkonu PA.
  7. Změněn NF filtr.
  8. QSK - přepínání Rx/Tx  je realizováno diodovým přepínačem s 1N4007. 
  9. Vlastní side tone. Tón,  který se přenáší do sluchátek při zaklíčování Tx, je generován multivibrátorem.

Technické údaje MALTA 40 ZL

Schema Malta 40 ZL

Konstrukce VFO

Konstrukci VFO 2600 kHz nejprve navrhl  a sám odzkoušel Lumír OK2ST, který má bohaté zkušenosti s VFO. 
Na obrázku je již moje zabudování VFO do TRXu.
Jádro je provedeno  z materiálu  ferokart.
Po zapnutí VFO má drift asi o 80 Hz do 1 minuty.  V porovnání s VFO transceiveru K1 -  Elecraft  udává až 150 Hz po zapnutí.
Na fotografii je vidět ladící kondenzátor a cívka ferokart je od něho vpravo.
Kondenzátor i cívka bude zakryta pocínovaným plechem viz druhý obrázek.

VFO

VFO

Vývoj PA PUSH PULL s IRF 510 

Konec jsem navrhl a odzkoušel nejprve v LTSpice ve spolupráci s Láďou OK2BSL.
Na obrázku je červený sinus, který je snímán za dolní propustí vpravo na odporu 50 ohm.
Zelený sinus je snímán za prvním stupněm a modrý za druhým stupněm PA.
Sinusovka na třetím stupni je mírně deformována, ale deformaci upraví dolní propust.
Projekt PA LTSpice je přiložen ke stažení níže.

LTSpice PA IRF

Při konstrukci PA jsem vyzkoušel různé výstupní transformátory s jádrem BN-43-202.
Klidový proud posledního stupně IRF510 jsem nastavil minimální, asi  10 mA.

Zkoušky vinutí výstupního transformátoru:

Trafo  2z / 6z 
5W    1.8A
10W  2.6A
MAX 19.5W 3.8A

Trafo  2z / 5z
5W    1.8A
10W  2.6A
MAX 19W  3.6A

Trafo 2z / 3z 
5W    1.3A
10W  1.8A
MAX 16.5W  2.2A

Maximální výstupní výkon transceiveru je tedy 15 W, transformátor 2z / 3z.

V praxi mi první stupeň zakmitával při vysílání bez zátěže, tak jsem musel snížit jeho zesílení.
Pro zlepšení účinnosti  při 5 W by asi bylo lepší navinout transformátor  2z / 2z, ale to jsem již nevyzkoušel.
Maximální budící napětí  je  rozkmit 800 mV na osciloskopu (špička - špička), což odpovídá zhruba 0 dBm.

NF FILTR

NF transceiver QRP dle mého názoru  nepotřebuje.
Příjem telegrafie je na poslech příjemný i bez NF filtru.

Původní  NF filtr  transceiveru MALTA 40 mi nefungoval dobře, doprovázel ho velký útlum.
Chybu v zapojení jsem hledal, ale nenašel.
Zadal jsem tedy NF do LTSpice a vyšel mi  průchozí útlum -15 dB.
Moje úprava tohoto filtru se nachází v pravé části obrázku, ale k praktické realizaci zatím nedošlo.
MF filtr v Trx zůstává přemostěn - snad později.

LTSpice NF filtr

Dokumentace transceiveru MALTA 40 ZL 

Schema

Board
Board top
Board bootom

Pohled na dolní stranu

Pomocné projekty LTSpice

Jednoduchá kalkulačka pro výpočet příčkového filtru FA98

                      


( 23.6.2011)

Anténní analyzátory 


Společně s Milanem OK3MN jsme se poslední  dva roky věnovali vlastní konstrukci anténního analyzátoru. Nedělali jsme to proto, že bychom anténní analyzátor nějak moc potřebovali, ale důvod  je jednoduchý, prostě si pohrát.
Náš unikátní výrobek jsme nazvaly MNZL, což je zkratka z našich  HAM značek.
Jako druhý jsme vyrobili analyzátor PA1ARE, který nás zaujal díky nízké pořizovací ceně a hlavně možností určit měření induktivní nebo kapacitní složku, kterou náš analyzátor MNZL určit neumí.

Analyzátor MNZL

Původní záměr byl měřit antény do pásma 70 cm, ale v současné době  měříme jen do 60 MHz. Důvodem je že analyzátoru chybí dodělat oscilátor na vyšší frekvence. Ještě se s tím počítá a uvnitř krabice je dost místa. Původní konstrukce byla navržena na měření můstkovou metodou s 3 x AD8307, ale po sestavení a oživení jsme zjistili, že analyzátor dělá příliš velkou chybu na impedancích vzdálených od 50 ohm.. Proto jsme měření předělali a nyní se  měří fázově obvodem AD8302 s použitím transformátoru..
 Zdrojem signálu je DDS AD9851. Vše řídí a měří procesor PIC18F4620, který kreslí křivky na grafický display 64 x 128. Komunikuje přes USB port nebo přes BlueTooth s PC programem MNZL.EXE. Druhý vstup do analyzátoru měří malé vstupní výkony obvodem AD8307. Vše je napájeno malým olověným akumulátorem, který je uvnitř krabice.
Software do procesoru i na PC máme nový vlastní.

Modifikace anténního analyzátoru od PA1ARE 

Odkaz  na původní projekt autora: PA1ARE anténní analyzer .
Analyzátor PA1RE měří od 1 do 30 MHz. Autor na svoji stránce nabízí ke stažení software do procesoru i do PC.
Problematickou součástkou je operační zesilovač NE5230, který je dnes již těžko sehnatelný a relativně drahý. Tento obvod je nahrazen obvodem CA3140 dle OM0IM.
Další dvě běžně nedostupné součástky PPL  závěs  MC145170 a varikap  BB212 ( nebo 2x  BB112 ) se mi na druhý pokud podařilo koupit přes ebay.
Modifikace spočívá v tom, že jsem sesbíral  změny publikované na webu a navrhl jsem nový plošný spoj ( v této době již Milan OK3MN měl  analyzátor dle PA1ARE hotový. Milan použil původní plošný spoj PA1ARE ). Současně jsem vytvořil nový program do PC, který jsem nazval ZLARE. Jádro programu ZLARE je převzaté z našeho programu MNZL. Předělal jsem hlavně komunikaci COM portu  pro hardware PA1ARE a další nějaké drobné změny.

 

Zkušenosti se stavbou PA1ARE

Stavba analyzátoru nese určitá úskalí.
Problémový je oscilátor PPL závěsu laděný varikapem BB212. Zájemcům o stavbu doporučuji nejprve rozchodit oscilátor fázového závěsu a potom  pokračovat dál. V mém případě byl PPL oscilátor oříšek. Osadil jsem oscilátor fázového závěsu ( bez
MC145170 ) a oscilátor si kmital na svém vlastním kmitočtu a nereagoval na ladění varikapem. Za pomoci Milana se fázový závěs + oscilátor umravnil a začal problém s varikapem BB212, který mi přeladil jen polovinu požadovaného pásma. Levnější součástky z ebay nebývají vždy nejkvalitnější.  Znamenalo to jít na ebay a koupit nový varikap, což se nakonec i povedlo. Lze použít i jiné varikapy, ale problém může být s nízkým ladicím napětím.
Oscilátor je třeba  dostat do rozsahu 48 až 78 MHz  při ladícím napětí v rozsahu 1 až  asi 4.5V.
Výstupní VF napětí PPL oscilátoru není stabilizováno. Mě dával oscilátor nejvyšší VF napětí na horní straně pásma při 78 MHz.
Ve výsledku za směšovačem bylo napětí na kmitočtu 1 MHz asi 10 x  vyšší než na kmitočtu 30 MHz.
Po oživení PLL oscilátoru, další oscilátor 48 MHz by měl chodit bez problémů.
Já měl problém s krystalem 48 MHz z GM. Musel jsem objednat jiný krystal v GESu a oscilátor 48 MHz byl ok.
S digitální částí nebyl žádný problém. Osadil jsem procesor s programem ze stránek PA1ARE a obvod fázového závěsu 
MC145170.  Fázový závěs zavěsil okamžitě a jenom jsem musel doladit okraje pásma cívkou + změnou vazebního kondenzátoru 180 p.
Neúspěch zavěšení fázového závěsu indikuje hvězdička  "*" na displayi.
Schéma obsahuje tři emitorové sledovače s tranzistory BFR96, které jsem nakonec ponechal bez změny. Doporučený tranzistor je
BC547,  protože BFR96 rád kmitá. Trimry u CA3140 je třeba nastavit tak, aby na všech výstupech CA3140 bylo poloviční napájecí napětí při zkratovaném vstupu na zem.

Výsledný dojem

I dyž od přístroje nelze očekávat zázraky, tak bych výsledek vzhledem k pořizovací ceně hodnotil jako velmi dobrý.
Za málo peněz poměrně hodně muziky zde platí.
Stavbu úplným začátečníkům nelze doporučit. Na celé stavbě je kouzelné, že celková částka součástek nedosahuje 2 tis. Kč.
Zájemcům o stavbu přeji příjemnou zábavu.


 

Analyzer PA1ARE

Board - deska plošného spoje ke stažení je zde.